Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems
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...[2-10]’da önerilen diğer yöntemler, ISI azaltımı için farklı bir mantığı izlemekte ve her sembolün sonundaki (veya kuyrukta) sabit bir diziyi, yani eşsiz bir sözcük (UW) üretmektedir....
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...)()(ˆ)()( )()()()( kkSkHkY kkSkHkY BRBRBR BMBMBM (16) CP removal Ncpoint FFT MMSEFDE Ncpoint IFFT Data detection CP removal Ncpoint FFT MMSEFDE Ncpoint IFFT Remodulation CP addition Data detection ここで， )(ˆ kS は第 k 周波数におけるリレー局の送信信 号成分である．HM→B(k)および HR→B(k)はそれぞれ第 k 周波数における端末・基地局間およびリレー局・基地 局間のチャネル利得である．ΠM→B(k)および ΠR→B(k)は それぞれ基地局における第 1 および第 2 タイムスロッ トにおける雑音成分である． 以下，端末およびリレー局からの信号合成法につい て述べる． 図 6 基地局における信号処理 (協調リレー通信 ) a) 変調方式が等しい場合の合成法 端末およびリレー局からの受信信号の変調方式が 等しい場合，MMSE 合成 [7]を用いる．式 (16)より FDE 後の受信信号 }1,,0);(ˆ{ cNkkY は次式で表される． )()()()()(ˆ kWkYkWkYkY BRBRBMBM (17) ここで WM→B(k)および WR→B(k)は )( ˆ kY と S(k)との MSE を最小とする MMSE 重みであり，それぞれ次式で与え られる [7]． sBRBM BR BR sBRBM BM BM TNkHkH kH kW TNkHkH kH kW 0 22 * 0 22 * 2)()( )( )( 2)()( )( )( (18) FDE 後の受信信号 }1,,0);(ˆ{ cNkkY に Nc ポイント IFFT を適用して時間領域信号 }1,,0);(ˆ{ cNttd に変 換する． b) 変調方式が異なる場合の合成法 第 1 および第 2 タイムスロットの受信信号の変調方 式が異なる場合，端末およびリレー局からの信号に対 し，ビット毎に対数尤度比 (LLR)[9]を算出し合成する． 周波数領域受信信号 {YM→B(k);k=0,…,Nc1}および {YR→B(k);k=0,…,Nc1}にそれぞれ MMSE-FDE を適用し て }1,,0);(ˆ{ cBM NkkY お よ び }1,,0);(ˆ{ cBR NkkY を得る． )( ˆ kY BM および )( ˆ kY BR はそれぞれ次式で表される．...
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...A a aaaa cg PERmmp NN S (29) ただし， relay ecooperativfor nsmissiondirect trafor ),( 2,1, 2,1, 1, 2,1, aa aa a aa mm mm m mm (30) ここで，ma ,1，ma ,2 はそれぞれ a 番目の変調組み合わせ における第 1 および第 2 タイムスロットの 1 シンボル あたりのビット数である． 表 2 シミュレーション諸元 Fading type Block Rayleigh fading Power delay profile Uniform No. of paths L=16 Equalization MMSE-FDE Combining at BS MMSE combining, LLR combining Packet size Np=1024 (bits) FFT-block size Nc=512 (symbols) GI length Ng=16 (symbols) No. of blocks(1st+2nd slots) 60 (blocks) Path loss exponent α=3.5 Shadowing loss standard deviation σ s=7.0 (dB) Channel estimation Ideal 累積分布の x%値を与えるスループットの値を x%ア ウテージスループットと定義する．適応変調割り当て を用いる直接・協調リレー切り替え通信の 10%および 50%アウテージスループットをそれぞれ図 8 および図 9 に示す．比較のため，常に協調リレーを行う（従来 法）ときと全てのリンクの瞬時チャネル状態を考慮し て切り替えを行う（全探査法）ときの 10%および 50% アウテージスループットも示している．全探査法は， 全ての通信方式および変調組み合わせについてスルー プットを計算し，最大スループットを与える通信方式 と変調組み合わせを選択する． 図 7 計算機シミュレーションにおける数値計算モデル 図 8 10%アウテージスループット特性 図 9 50%アウテージスループット特性 図 8 より，従来法を用いた場合，正規化送信 SNR の 低い領域では全探索法を行った場合に近い 10%アウテ ージスループットを得られているものの，送信 SNR が 高い領域では達成可能なアウテージスループットが全 探索法の 1/2 に制限されていることが分かる．また， 図 9 より 50%アウテージスループットの場合，高送信 SNR 領域のみならず，低送信 SNR 領域においてもス ループットが大きく劣化していることが分かる．これ は，端末がセル中央に近いような場合においては，協 調リレーの空間ダイバーシチ利得よりも 2 タイムスロ ットを要することによる伝送効率の劣化が上回るため である． 図 8 および 9 より，適応変調割り当てを用いる直 接・協調リレー切り替え通信は，送信 SNR の値に関わ らず全探索法とほぼ同等の 10%および 50%アウテージ スループットを達成できることが分かる．例えば， 1.5bps/Hz の 50%アウテージスループットを達成する のに必要な正規化総送信 SNR が，適応変調割り当てを 用いる切り替え通信は従来法に比べ約 5.6dB 低く，全 探査法に比べてわずか 0.1dB 程高いだけである．これ は，直接通信と協調リレーの切り替えを行うことによ り，協調リレーの空間ダイバーシチ利得を得つつ， 1 タイムスロットで伝送可能な高伝送効率の直接通信を 利用できるためである． 6....
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...)()()(ˆ )()()(ˆ kWkYkY kWkYkY BRBRBR BMBMBM (19) ここで， WM→B(k) および WR→B(k)は次式で与えられる MMSE 重みである [7]． sBR BR BR sBM BM BM TNkH kH kW TNkH kH kW 0 2 * 0 2 * 2)( )( )( 2)( )( )( (20) FDE 後 の 受信 信 号 }1,,0);(ˆ{ cBM NkkY お よ び }1,,0);(ˆ{ cBR NkkY を Ncポイント IFFT により次式 で表される時間領域信号 }1,,0);(ˆ{ cBM Nttd および }1,,0);(ˆ{ cBR Nttd に変換する． c N k BR c BR c N k BM c BM N k tjkY N td N k tjkY N td c c...
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...(23) Step 2) 既知のチャネル状態を用いて，第 1 タイムス ロットにおける基地局およびリレー局の受信信 号に MMSE-FDE を行った後の瞬時信号対干渉＋ 雑音電力比 (SINR) →B および →R，かつ第 2 タ イ ム ス ロ ッ ト に お け る 基 地 局 の 受 信 信 号 に MMSE-FDE を行った後の SINRR→B を計算する． ここで，干渉とは MMSE-FDE を行った後の残留 符号間干渉 (ISI)を指す． →B， →R および R→B は次式で表される [7]． CP removal Joint MMSE-FDE combining Data decision Same modulation case Different modulaition case MMSEFDE LLR combining Data decision Ncpoint FFT Ncpoint IFFT Ncpoint IFFT...
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...(3) ここで， {s(t);t=0,…,Nc1}は端末の送信信号である． )(l BMh および )(l BM はそれぞれ端末・基地局間の第 l パス の 複 素 パ ス 利 得 お よ び 遅 延 時 間 を 表 す ． {nM→B(t);t=0,…,Nc1}は第 1 タイムスロットの基地局 における平均 0，分散 2N0/Ts の加法性白色ガウス雑音 (AWGN)であり，N0 は片側電力スペクトル密度である． PM→B は次式で表される端末・基地局間の受信電力であ る． 10 10 BMBMMBM rPP (4) ここで， MP は端末の正規化送信電力であり，端末の送 信電力 PM を用いて DPP MM で表される． BMr は端 末・基地局間の正規化距離であり， Drr BMBM で表 される．α は伝搬損失指数を表す．ηM→B は端末・基地 局間のシャドウイング損失 (dB)であり，平均値 0 で標 準偏差の独立な正規ランダム変数である． 基地局における信号処理を図 4 に示す．基地局の受 D BS RS MT rM→B rM→R rR→B BS RS MT Modulation 1 BS RS Modulation 2 1st time-slot 2nd time-slot MT 1st time-slot 2nd time-slot QPSK 16QAM 2 blocks 1 block 1st time-slot 2nd time-slot Frame length (768 symbols) Block length (256 symbols) BPSK(direct), QPSK(direct), 16QAM(direct) BPSK-BPSK, BPSK-QPSK, BPSK-16QAM, QPSK-BPSK, QPSK-QPSK, QPSK-16QAM, 16QAM-BPSK, 16QAM-QPSK, 16QAM-16QAM 信信号{yM→B(t);t=0,…,Nc1}に Nc ポイント高速フーリ エ変換 (FFT)を適用し，次式で表される周波数領域受信 信号{YM→B(k);k=0,…,Nc1}へ変換する． )()()()( kkSkHkY BMBMBM (5) ここで，S(k)，HM→B(k)および ΠM→B(k)は，それぞれ第 k 周波数における端末の送信信号成分，端末・基地局 間のチャネル利得および基地局の雑音成分である． 周波数領域受信信号 {YM→B(k);k=0,…,Nc1}に最小平 均二乗誤差規範に基づく周波数領域等化 (MMSE-FDE) を適用する [7]． MMSE-FDE 後の周波数領域信号 }1,,0);(ˆ{ cBM NkkY は次式で表される． )()()(ˆ kWkYkY BMBMBM (6) こ こ で ， {WM→B(k);k=0,…,Nc1} は }1,,0);(ˆ{ cBM NkkY と送信信号 {S(k);k=0,…,Nc1}と の平均二乗誤差 (MSE)を最小にする重み (MMSE 重み ) であり，次式で表される [7]． sBM BM BM TNkH kH kW 0 2 * 2)( )( )(...
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References
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"Frequency domain equalization for s..." refers methods in this paper
...Adaptation can be done with LMS (least mean square), RLS, or least squares minimization (LS) techniques, analogous to adaptation of time domain equalizers [Hay96], [Cla98]....
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...Overlap-save or overlap-add signal processing techniques could also be used to avoid the extra overhead of the cyclic prefix [Fer85], [Hay96]....
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"Frequency domain equalization for s..." refers background in this paper
...OFDM transmits multiple modulated subcarriers in parallel [ 1 ]....
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...Several variations of orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM) have been proposed as effective anti-multipath techniques, primarily because of the favorable trade-off they offer between performance in severe multipath and signal processing complexity [ 1 ]....
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